MỤC LỤC
Danh mục các chữ viết tắt ………………………………………………….. 3
MỞ ĐẦU ……………….……………………………………………………4
Chương 1 TỔNG QUAN.. 6
1.1 Khái quát về CDMA.. 6
1.1.1 Trải phổ dãy trực tiếp [28] 6
1.1.2 Đa truy nhập phân chia theo mã (CDMA) 8
1.1.3 Ưu điểm của hệ CDMA. 10
1.2. Bộ thu CDMA.. 11
1.2.1. Bộ tách sóng đa người dùng. 12
1.2.2 Tách sóng một người dùng. 13
1.2.3 Bộ thu sử dụng bộ sửa sóng thích nghi 13
Chương 2 CƠ SỞ LÝ THUYẾT.. 16
2.1 Nhiễu xuyên ký hiệu và lý thuyết cơ bản về sửa sóng. 16
2.2 Mô hình tín hiệu DS-CDMA cho đường truyền hướng xuống. 18
2.2.1 Tín hiệu CDMA. 18
2.2.2 Mô hình kênh truyền. 19
2.2.3 Tín hiệu thu. 19
2.3 Bộ thu RAKE. 20
2.4 Bộ sửa sóng tuyến tính cấp độ chip dùng trong đường truyền xuống của hệ CDMA 21
2.5 Một số nghiên cứu về bộ thu sử dụng bộ sửa sóng trong hệ thống CDMA.. 24
Chương 3 BỘ SỬA SÓNG PHẢN HỒI QUYẾT ĐỊNH CẤP ĐỘ CHIP DÙNG TRONG HỆ THỐNG CDMA.. 33
3.1 Bộ sửa sóng phản hồi quyết định (DFE) dùng cho hệ thống không trải phổ 33
3.2 Bộ sửa sóng phản hồi quyết định cấp độ chip dùng trong đường truyền xuống của hệ thống CDMA.. 37
3.3 Bộ sửa sóng phản hồi quyết định lấy nhiều mẫu (fractionally spaced DFE) cấp độ chip sửa đổi 39
Chương4 KẾT QUẢ VÀ THẢO LUẬN.. 40
4.1 Các thông số mô phỏng. 40
4.2 So sánh chất lượng của bộ thu sử dụng bộ sửa sóng tuyến tính và bộ sửa sóng phản hồi quyết định. 42
4.3 Bộ sửa sóng phản hồi quyết định lấy nhiều mẫu cấp độ chip sửa đổi 43
4.4 Ảnh hưởng của phương pháp lặp lại (iterative technique) đến chất lượng của hệ thống 45
4.5 Ảnh hưởng của số người dùng đến chất lượng của hệ thống. 47
KẾT LUẬN ……………………………………………………………… 48
TÀI LIỆU THAM KHẢO ………………………………………………. 49
Phụ Lục …………………………………………………………………… 53
Danh mục các chữ viết tắt
CDMA – Code Division Multiple Access – Đa truy nhập phân chia theo mã
FDMA – Frequency Division Multiple Access – Đa truy nhập phân chia theo tần số
TDMA – Time Division Multiple Access – Đa truy nhập phân chia theo thời gian
DS-SS – Direct Sequence Spread Spectrum - Trải phổ dãy trực tiếp
LE – Linear Equalizer - Bộ sửa sóng tuyến tính
DFE – Decision Feedback Equalizer - Bộ sửa sóng phản hồi quyết định
FS-DFE – Fractionally spaced Decision Feedback Equalizer - Bộ sửa sóng phản hồi quyết định lấy nhiều mẫu
MAI – Multiple Access Interference - Nhiễu đa truy nhập
ISI – Inter Symbol Interference - Nhiễu xuyên ký hiệu
LMS – Least Mean Square - Tối thiểu trung bình bình phương
MMSE – Minimize Mean Square Error - Cực tiểu hoá trị trung bình bình phương lỗi
MỞ ĐẦU
Hệ thống thông tin không dây đã phát triển một cách nhanh chóng trong những năm gần đây. Nhu cầu cho các ứng dụng di động băng thông rộng đang thúc đẩy nhiều nghiên cứu nhằm phát triển tốt hơn nữa hệ thống điện thoại tế bào hiện có. Ở thế hệ thứ ba, tốc độ dữ liệu trong đường truyền xuống (từ trạm cơ sở đến thuê bao di động) lớn hơn nhiều lần so với tốc độ của đường truyền lên (từ thuê bao di động đến trạm cơ sở). Nói cách khác, các nhà thiết kế hệ thống hy vọng rằng người dùng sẽ sử dụng dữ liệu với tốc độ nhanh hơn so với tốc độ gửi dữ liệu. Các ứng dụng phù hợp với mô hình này như duyệt web, internet, tải dữ liệu với hình ảnh, âm thanh và xem video chất lượng cao. Do sự đa dạng của các ứng dụng, sự hạn chế của băng thông, yêu cầu chất lượng dịch vụ và điều kiện khắc nghiệt của kênh di động, phương pháp đa truy nhập trải phổ trực tiếp đã trở thành lựa chọn phù hợp cho lớp vật lý của hệ thống điện thoại di động thế hệ thứ ba.
Trong thông tin di động sử dụng công nghệ CDMA ở thế hệ thứ ba, mỗi người dùng được gán một mã, và mỗi bit được ánh xạ tương ứng với mã đó. Mã được chọn từ không gian mã trực giao được định nghĩa bởi ma trận Hadamard để tất cả các mã tích cực là trực giao với nhau. Các luồng dữ liệu đã được trải của đường truyền xuống được cộng lại thành tín hiệu tốc độ chip đa người dùng đồng bộ và được phát đi trên đường truyền.
Tín hiệu đa người dùng tại trạm cơ sở truyền qua kênh chọn lọc thời gian và tần số để đến với thuê bao di động. Tính chất fading chọn lọc tần số sẽ tăng khi kênh có nhớ, do tiếng vọng, gây ra hiện tượng các chip trước gây nhiễu với các chip hiện tại. Tính chất chọn lọc tần số làm phá huỷ tính chất trực giao của các chuỗi mã của các thuê bao dẫn đến xuất hiện MAI trong các bit ước lượng được của bộ thu tương thích. Như vậy bộ thu tương thích, vốn là bộ thu tiêu chuẩn trong hệ thống CDMA, sẽ phải chịu hiện tượng nhiễu đa người dùng (MAI) [2]. Tính chất chọn lọc tần số xuất hiện khi có những chuyển động tương đối giữa trạm cơ sở và thuê bao di động, hoặc là khi có các đối tượng ở vùng lân cận đang chuyển động. Tốc độ biến đổi của kênh tỉ lệ thuận với vận tốc tương đối và tần số sóng mang. Vì những lý do trên, bộ thu phải được thiết kế sao cho có thể đáp ứng kịp với sự thay đổi của kênh càng nhanh càng tốt.
Đối với đường truyền hướng lên, nhiều lược đồ tách sóng đa người dùng được đề xuất nhằm giải quyết vấn đề về MAI. Tuy nhiên, các phương pháp này quá phức tạp để có thể áp dụng vào thiết bị thu phía người sử dụng trong đường truyền hướng xuống do những hạn chế về công suất sử dụng, về kích cỡ và một số hạn chế khác.
Mục đích của luận án này là khảo sát một số cấu trúc sửa sóng thích nghi ở cấp độ chip sử dụng cho bộ thu nhằm khắc phục những trở ngại do kênh chọn lọc tần số và thời gian gây ra. Với bộ thu sử dụng bộ sửa sóng thich nghi này tính chất trực giao của tín hiệu đa người dùng được khôi phục và MAI có thể được loại bỏ bằng cách trải phổ. Bộ thu sử dụng bộ sửa sóng phần nào cân bằng được những mâu thuẫn giữa chất lượng và yêu cầu về tiêu thụ ít công suất của thiết bị di động trong đường truyền hướng xuống. Ngoài ra, luận án cũng đề xuất bộ sửa sóng phản hồi quyết định lấy nhiều mẫu cấp độ chíp sửa đổi với mục tiêu làm giảm độ phức tạp của bộ sửa sóng phản hồi quyết định lấy nhiều mẫu mà vẫn đảm bảo được chất lượng của hệ thống.
Luận án bao gồm các nội dung chính sau:
Chương 1 Tổng quan
Chương 2 Cơ sở lý thuyết
Chương 3 Bộ sửa sóng phản hồi quyết định cấp độ chip dùng trọng hệ thống CDMA
Chương 4 Kết quả và thảo luận
Chương 1 TỔNG QUAN
1.1 Khái quát về CDMA
1.1.1 Trải phổ dãy trực tiếp [28]
Trải phổ dãy trực tiếp thu được bằng cách điều chế luồng ký hiệu mang thông tin bởi một chuỗi chip có tốc độ cao hơn tốc độ luồng ký hiệu. Hình 1.1 mô tả nguyên lý cơ bản của hệ thông tin trải phổ dãy trực tiếp bởi một chuỗi thông tin nhị phân. Như thấy trên hình vẽ, mỗi khoảng ký hiệu chiều dài Ts được trải bằng cách nhân với một chuỗi chip mà mỗi chip có chiều dài Tc < Ts
Thừa số mở rộng băng L:
là đại lượng xác định lượng thông tin dư thừa được đưa vào trong quá trình điều chế. L thường được gọi là “thừa số trải phổ” hoặc độ lợi xử lý (processing gain).
Þ
1
1
1
1
1
1
Hình 1. 1: Nguyên lý trải phổ trong hệ thông tin trải phổ
Trong thực tế, các chuỗi chip có dạng giả nhiễu hay giả ngẫu nhiên thường được sử dụng để tạo tín hiệu trải phổ nhằm mục đích phổ tín hiệu đã được trải càng ngẫu nhiên càng tốt. Chuỗi giả ngẫu nhiên (PN) có thể được tạo ra bằng cách kết hợp các đầu ra của các thanh ghi dịch có phản hồi. Loại chuỗi PN khá phổ biến là chuỗi có chiều dài cực đại hay chuỗi – m.
Sau khi trải phổ, chuỗi chip thường được định dạng bởi bộ lọc định dạng xung, p(t), để hạn chế độ rộng băng tần của tín hiệu ra. Có thể biểu diễn toán học một tín hiệu được điều chế trải phổ như sau:
(1.1)
trong đó
(1.2)
là “dạng sóng trải phổ” hoặc “dạng sóng chữ ký” (signature waveform) của ký hiệu thứ k. Trên thực tế, trải phổ có thể xem như quá trình điều chế làm mở rộng băng tần của một tín hiệu băng cơ sở bởi một số nguyên lần của Bc=1/Tc.
Sự tăng độ rộng băng tần hay chính là tăng số chiều của tín hiệu đã làm nảy sinh nhu cầu chống lại nhiễu/ồn đối với hệ thống thông tin sử dụng trải phổ. Theo định lý Landau-Pollak, không gian của một sóng có băng tần hữu hạn B Hz và thời gian hữu hạn là T giây thì có số chiều xấp xỉ là BT [5]. Trong hệ thống trải phổ thì BCTS = L >>1. Việc mỗi dạng sóng wk(t) riêng biệt thuộc một trong số L chiều, với L lớn, làm cho tín hiệu trải phổ có khả năng kháng các loại nhiễu ngẫu nhiên.
Tại đầu thu, bộ lọc tương thích thu tín hiệu mong muốn từ không gian con một chiều được định nghĩa bởi dạng sóng trải wk(t). Như vậy, công suất nhiễu đã được giảm đi L lần. Nói cách khác, độ lợi trải phổ L đo số bậc tự do của hệ thống và định lượng khả năng chống nhiễu của tín hiệu trải phổ.
Mô hình cần thiết của một bộ điều chế DS-SS được trình bày như ở hình 1.2
Hình 1. 2 Bộ điều chế trải phổ dãy trực tiếp
1.1.2 Đa truy nhập phân chia theo mã (CDMA)
Trong hầu hết các hệ thống không dây, một trạm cơ sở đồng thời phục vụ cho một số các thuê bao chia sẻ cùng một môi trường truyền. Sự phân bố nguồn tài nguyên giữa các người dùng thường được biết như là đa truy nhập.
Tất cả các kỹ thuật đa truy nhập đều yêu cầu thông tin của các người dùng khác nhau phải được tách rời sao cho thông tin của người này không gây nhiễu cho thông tin của người khác. Các kỹ thuật đa truy nhập truyền thống thường được thực hiện dựa trên nguyên tắc làm cho các bản tin của các người dùng trực giao với nhau trong một miền nào đó mà việc xử lý tín hiệu số được thực hiện một cách dễ dàng. Cụ thể, phương pháp đa truy nhập phân chia theo thời gian là phương pháp mà các tín hiệu khác nhau được truyền trong các khe thời gian khác nhau, trong khi đó phương pháp đa truy nhập phân chia theo tần số là phương pháp mà trạm cơ sở trao đổi thông tin với các người dùng khác nhau thông qua các kênh tần số khác nhau. Đối với hệ thống nhiều anten, việc “phân tập theo không gian” được sử dụng cho mục đích đa truy nhập và phương pháp đa truy nhập tương ứng với mô hình này là phương pháp đa truy nhập phân chia theo không gian.
Đa truy nhập phân chia theo thời gian TDMA và đa truy nhập phân chia theo tần số FDMA thường chia nguồn tài nguyên - thời gian và tần số- theo các cách khác nhau. Về mặt lý thuyết, luôn tồn tại vô hạn cách chia khác nhau mặc dù phần nhiều trong số các cách chia đó không có cơ sở thực tế.
Việc DS-SS có khả năng tồn tại đồng thời với nhiễu trong một không gian đa chiều đã mở ra một phương pháp đa truy nhập mới. Thật vậy, thay vì gán cho các người dùng khác nhau các khe thời gian khác nhau hoặc các khoảng tần số khác nhau, ta có thể điều chế các tín hiệu đa truy nhập khác nhau bằng các dạng sóng trải phổ khác nhau với mỗi sóng là một chiều trong tổng số chiều của nguồn tài nguyên về thời gian và tần số sẵn có. Với mỗi dạng sóng trải phổ xác định, chúng ta có thể tạo được các sóng gần trực giao cho phép nhiều thuê bao chia sẻ cùng một vùng phổ.
Tại phía đầu thu, các tín hiệu đa truy nhập được phân biệt bằng dạng sóng chữ ký riêng của nó. Mặc dù trong mặt phẳng thời gian-tần số những dạng sóng trải phổ này có thể chồng chập lên nhau nhưng thực chất chúng lại trực giao với nhau hay ít nhất là độc lập với nhau trong một không gian khác nhiều chiều hơn.
Hình 1.3 mô tả một kênh truyền hướng lên (uplink) tiêu biểu (tức là đường truyền từ thuê bao đến trạm cơ sở) trong đó thông tin của mỗi người dùng được điều chế bằng cách sử dụng bộ điều chế DS-SS và được gán trước một chuỗi mã trải. Tín hiệu thu được là tín hiệu chồng chập của tất cả các tín hiệu phát. Do đó, nếu hệ CDMA có P người dùng, tín hiệu thu tương ứng là:
(1.3)
ở đây, chỉ số dưới i chỉ số người dùng và {τi} chỉ trễ tương đối của các tín hiệu truyền.
Hình 1. 3: Mô hình đa truy nhập phân chia theo mã cho đường truyền hướng lên
Kỹ thuật tương tự cũng được áp dụng cho đường truyền hướng xuống (đường truyền từ trạm cơ sở đến thuê bao) trong đó trạm cở sở trộn và phát đi các tín hiệu đã được điều chế trải phổ cho các người dùng khác nhau. Trong trường hợp này, tất cả các tín hiệu được đồng bộ và trễ tương đối {τi} bằng 0. Trong luận văn này chúng tôi chỉ xét đường truyền xuống của hệ thống CDMA do đó có thể gọi là hệ thống CDMA đồng bộ.
1.1.3 Ưu điểm của hệ CDMA
So với hệ thống TDMA và FDMA, CDMA có nhiều ưu điểm hơn. Một số ưu điểm có thể kể ra là:
1. Hệ CDMA cải thiện đáng kể dung năng truyền
Do khả năng tái sử dụng tần số mà hệ có thể đáp ứng cho nhiều người dùng hơn so với hệ thống TDMA và FDMA.
2. Công nghệ CDMA cho phép các đường truyền dữ liệu có tốc độ cao hơn
Đường truyền tốc độ cao có thể thực hiện được bằng cách trải thông tin băng hẹp thành tín hiệu băng thông rộng.
3. Công nghệ CDMA cung cấp khả năng chuyển vùng tốt hơn
Hệ thống CDMA bắt đầu thực hiện quá trình thông tin với một tế bào mới trước khi nó vượt qua biên và không cắt kênh liên lạc với tế bào hiện tại (tế bào cũ).
4. Hệ CDMA tối ưu hoá khả năng sử dụng nguồn tài nguyên kênh truyền
Trong một cuộc đàm thoại, thời gian nói thực sự của người sử dụng chiếm ít hơn một nửa số thời gian của cuộc gọi. Trong hệ thống FDMA và TDMA, mỗi người dùng được phân bố một vùng tần số hay một khoảng thời gian nhất định dẫn đến làm giảm dung năng thật sự của hệ. Trong hệ CDMA, các người dùng hoạt động trên cùng một dải tần số và khoảng thời gian nên tận dụng được những mất mát kể trên.
5. Hệ CDMA có khả năng triệt nhiễu đa đường một cách hiệu quả
Trong môi trường tán xạ, tín hiệu thu được đến từ nhiều đường khác nhau. Vì trong một hệ thống CDMA, mỗi người dùng được gán một vùng phổ lớn hơn so với trong hệ FDMA và TDMA nên các thành phần đa đường khác nhau được cách ly với nhau tốt hơn. Vì lý do này nhiễu đa đường có thể được loại bỏ tốt hơn.
1.2. Bộ thu CDMA
Verdu là người đầu tiên đưa ra bộ tách chuỗi CDMA tối ưu sao cho xác suất có điều kiện của chuỗi tín hiệu đầu ra đạt giá trị cực đại. Bộ thu tối ưu bao gồm (1) một tập hợp các bộ lọc tương thích sao cho tương thích với P dạng sóng người dùng khác nhau, và (2) một bộ tách kết hợp nhằm cực đại hoá the posterior probability over all possible symbol values. Kết quả này mang nhiều ý nghĩa về mặt lý thuyết hơn là thực tế bởi vì bộ thu tối ưu có độ phức tạp tỷ lệ theo hàm mũ với số người sử dụng. Nhiều phương pháp tách sóng gần tối ưu nhưng đơn giản hơn đã được đề xuất chẳng hạn như tách sóng đa người dùng và tách sóng một người dùng hay phương pháp dùng bộ thu có sử dụng bộ sửa sóng thích nghi.
1.2.1. Bộ tách sóng đa người dùng
Bộ thu tách sóng đa người dùng cũng dùng bộ lọc tương thích ở phía đầu vào như của bộ thu tối ưu. Thay vì thực hiện tách sóng kết hợp cực đại, bộ thu gần tối ưu xử lý vectơ đầu ra của bộ lọc tương thích P chiều để ước lượng P ký hiệu tương ứng cho mỗi khoảng thời gian cụ thể. Một trong những bộ tách sóng đa người dùng phổ biến là bộ thu giải tương quan tuyến tính thực hiện việc lấy trọng số và kết hợp đầu ra của các bộ lọc tương thích để ghép các tín hiệu chồng chập lên nhau lại dựa vào không gian tín hiệu được định nghĩa bởi dạng sóng chữ ký riêng của nó. Việc tách tín hiệu có thể được thực hiện một cách riêng lẻ đối với từng đầu ra của bộ giải tương quan như mô tả ở hình 1.4.
Hình 1. 4 Cấu trúc bộ thu đa người dùng
Trong số nhiều phương pháp khác nhau để thực hiện việc tách sóng đa người dùng thì bộ lọc MMSE là bộ lọc thường được nhắc đến đầu tiên. Bộ lọc này chọn lựa các hệ số kết hợp, {gil}, để tối thiểu hoá với
(1.4)
Một loại bộ lọc tuyến tính phổ biến khác có thể kể đến là bộ lọc zero-forcing. Loại bộ lọc này có khả năng loại trừ nhiễu đa người dùng tuy nhiên hạn chế của nó là làm tăng nhiễu.
1.2.2 Tách sóng một người dùng
Trong nhiều ứng dụng, việc tách ký hiệu của người dùng thứ i chỉ dựa vào dạng chữ ký thứ i của người đó; các tín hiệu CDMA khác được xem như nhiễu. Loại bộ thu này được gọi là bộ tách sóng một người dùng. Hầu hết các bộ tách sóng một người dùng thường đơn giản hơn bộ tách sóng đa người dùng vì nó được xây dựng dựa trên ít giả thiết hơn. Cụ thể là, chúng giả thiết rằng mã trải và tín hiệu thời gian của tín hiệu mong muốn là biết trước. Bộ tách sóng một người dùng được sử dụng rộng rãi là bộ thu RAKE (như hình vẽ 1.5). Bộ thu RAKE làm tăng chất lượng của tín hiệu thu được bằng cách kết hợp lại năng lượng của các tín hiệu đa đường. Hầu hết các bộ thu tách sóng một người dùng đều gặp phải hiện tượng gần – xa khi các tín hiệu nhiễu rất lớn hơn so với tín hiệu mong muốn. Chi tiết về bộ thu RAKE sử dụng trong hệ thống CDMA được trình bày ở chương 2
Hình 1. 5 Bộ thu RAKE
1.2.3 Bộ thu sử dụng bộ sửa sóng thích nghi
Kênh truyền xuống của tín hiệu CDMA có hai đặc trưng đáng chú ý: thứ nhất là tất cả các tín hiệu truyền đều được đồng bộ với nhau; thứ hai là, các chuỗi mã trải có thể trực giao với nhau. Tận dụng các ưu điểm này bộ thu sử dụng bộ sửa sóng ở cấp độ chip được sử dụng để hồi phục tính chất trực giao của tín hiệu mà không làm tăng tính phức tạp của hệ thống. Sau đó, bộ giải trải phổ có thể loại trừ nhiễu đa người dùng (MAI) từ các tín hiệu trực giao. Loại bộ thu này cũng có thể dễ dàng thực hiện sử dụng thuật toán thích nghi.
Bộ sửa sóng tuyến tính (LE) ở mức độ chip khôi phục tính chất trực giao của chuỗi chip và cho chất lượng tốt hơn so với bộ thu RAKE. Tuy nhiên nếu quá trình sửa kênh không tốt thì chất lượng của bộ LE ở cấp độ chip bị suy giảm đáng kể bởi MAI. Hơn thế nữa, chất lượng của bộ LE cấp độ chip còn phụ thuộc vào đặc trưng phổ của kênh và do đó có thể sẽ không phù hợp cho một vài loại kênh nào đó [35].
Luận án này khảo sát một loại cấu trúc sửa sóng khác sử dụng cho bộ thu nhằm đạt hiệu quả cao hơn so với bộ thu sử dụng bộ sửa sóng tuyến tính ở mức độ chip đó là bộ sửa sóng phản hồi quyết định (DFE) cấp độ chip. Bộ DFE bao gồm một bộ lọc hướng tới (feedforward) ở tốc độ chip và bộ lọc phản hồi (feedback).Vai trò của bộ lọc hướng tới giống như vai trò của bộ lọc tuyến tính được sử dụng để loại bỏ nhiễu xuyên ký hiệu vị trí quá khứ (postcursor) ở mức độ chip. Các hệ số của bộ lọc hướng tới (feedforward) và bộ lọc phản hồi được xác định nhằm tối thiểu hoá trung bình bình phương lỗi ở mức độ chip. Bộ DFE kết hợp các chức năng của bộ thu RAKE để tận dụng tính chất phân tập thu được từ các thành phần đa đường và loại bỏ ồn (noise) và nhiễu xuyên ký hiệu. Bộ DFE tối thiểu hoá tác động của nhiễu cũng như nhiễu xuyên ký hiệu bằng cách buộc đáp ứng xung của nhiễu bằng 0 tại các thời điểm quyết định [1]. Ngoài ra chiều dài của bộ DFE ngắn hơn so với bộ LE. Vì vậy bộ DFE thể hiện nhiều đặc tính tốt hơn bộ LE.
Luận án cũng đề xuất sử dụng một bộ sửa sóng phản hồi quyết định được xây dựng trên cơ sở của bộ sửa sóng phản hồi quyết định cấp độ chip lấy nhiều mẫu. Luận án tạm đặt tên cho cấu trúc này là bộ sửa sóng phản hồi quyết định lấy nhiều mẫu cấp độ chip sửa đổi. Mục tiêu đặt ra của luận án là tìm hiểu xem liệu cấu trúc của bộ sửa sóng mới này có khắc phục được sự phức tạp do phải lấy nhiều mẫu khi sử dụng bộ sửa sóng phản hồi quyết định lấy nhiều mẫu mà vẫn bảo đảm giữ nguyên chất lượng của hệ thống?
Chương 2 CƠ SỞ LÝ THUYẾT
2.1 Nhiễu xuyên ký hiệu và lý thuyết cơ bản về sửa sóng
Trong hầu hết các hệ thống truyền dữ liệu số, sự tồn tại của kênh truyền tuyến tính tán sắc thể hiện ở sự méo biên độ và pha. Các tính chất này của kênh truyền dẫn đến tín hiệu thu được thường bị méo tuyến tính do sự chồng chập của các ký hiệu thông tin đã truyền (các ký hiệu trong quá khứ) và các ký hiệu sẽ truyền (các ký hiệu tương lai) [12]. Hình 2.1 sử dụng mô hình giả thuyết của đáp ứng kênh để giải thích về nhiễu xuyên ký hiệu quá khứ (post-cursor) và tương lai (pre-cursor).
Hình 2. 1 Đáp ứng xung của kênh có các vị trí quá khứ, nút chính và các vị trí tương lai
Đáp ứng xung của kênh được trình bày như trên hình 2.1 bao gồm 3 thành phần tách rời. Nút có biên độ cao nhất h2 được gọi là nút chính. Các nút xuất hiện trước nút chính h0 và h1 được gọi là các ví trí quá khứ (post-cursor) và các nút theo sau nút chính h3 và h4 được gọi là vị trí tương lai (pre-cursor). Năng lượng của tín hiệu mong muốn chủ yếu được đóng góp bởi năng lượng của nút chính. Ngoài ra, năng lượng của tín hiệu thu được còn được đóng góp bởi năng lượng sinh ra do tích chập của các vị trí tương lai với các ký hiệu sẽ được truyền gọi là nhiễu xuyên ký hiệu vị trí tương lai và tích chập của các vị trí quá khứ với các ký hiệu đã được truyền gọi là nhiễu xuyên ký hiệu ví trí quá khứ. Như vậy, tín hiệu thu được bị méo là do sự chồng lên nhau của tín hiệu mong muốn với nhiễu xuyên ký hiệu vị trí tương lai và nhiễu xuyên ký hiệu vị trí quá khứ.
Các bộ sửa sóng thường được sử dụng để khắc phục hiện tượng nhiễu xuyên ký hiệu gây ra bởi kênh truyền. Bộ sửa sóng thường được phân loại theo cấu trúc, theo tiêu chuẩn tối ưu hóa và theo thuật toán được sử dụng để thay đổi các hệ số của bộ lọc.
Về mặt cấu trúc, bộ sửa sóng có thể được phân thành bộ sửa sóng tuyến tính và bộ sửa sóng phản hồi quyết định (không tuyến tính).
Bộ sửa sóng cũng có thể được phân biệt dựa trên các tiêu chuẩn sử dụng để tối ưu hóa các hệ số của nó. Quá trình tối ưu hóa được kiểm soát bởi tiêu chuẩn chất lượng được sử dụng. Ví dụ, khi áp dụng tiêu chuẩn trung bình bình phương lỗi (MSE), bộ sửa sóng được tối ưu hóa sao cho trị trung bình bình phương lỗi giữa tín hiệu thu được bị méo với tín hiệu thật sự truyền đi là cực tiểu.
Các thuật toán thích nghi khác nhau cũng được sử dụng nhằm cung cấp cho bộ sửa sóng các phương tiện để cập nhật các thông số của nó theo sự thay đổi theo thời gian của kênh tán sắc. Một số thuật toán thích nghi được trình bày chi tiết trong phần phụ lục.
Luận án này sử dụng tiêu chuẩn cực tiểu hóa trị trung bình bình phương lỗi (MMSE) để tối ưu hóa các hệ số cho bộ sửa sóng và sử dụng thuật toán tối thiểu trung bình bình phương (LMS) để cập nhật cho các hệ số đó.
2.2 Mô hình tín hiệu DS-CDMA cho đường truyền hướng xuống
2.2.1 Tín hiệu CDMA
Luận án này sử dụng các giả thiết sau tại đầu phát
A.1) Các bit dữ liệu của người dùng là các bit độc lập, có trị trung bình bằng 0.
"n, m, i ¹ 0,
với Pi là công suất ký hiệu của người dùng thứ i. Các ký hiệu dữ liệu được điều chế BPSK và bỏ qua quá trình định dạng xung. Luận án cũng giả thiết là công suất của các người dùng khác nhau là giống nhau và quy ước Pi=1.
A.2) Mã Walsh (Hadamard) được sử dụng làm mã trực giao cho phép dễ dàng tạo và thực hiện nhanh chóng việc trải phổ cũng như giải trải.
" i, l, m Î (0,…, L),
Mã Walsh chiều dài 2k có thể được tạo ra theo quy luật:
, k=2,3,…
Tổng số hàng hoặc số cột của ma trận Hadamard Hk cho ta một tập hợp 2k từ mã trực giao. Tính chất trực giao thể hiện ở chỗ mỗi cặp từ mã có số chữ số giống nhau bằng với số chữ số khác nhau.
A.3) Chuỗi tín hiệu hoa tiêu (hằng số) tại vị trí “người dùng” có chỉ số i = 0
"n, b0(n) = b0
A.3) Tín hiệu nhiễu Gauss trắng cộng tính có trị trung bình bằng 0 và phương sai là .
2.2.2 Mô hình kênh truyền
b0(n)
Mỗi tín hiệu người dùng được giả thiết là truyền qua một kênh fading chọn lọc tần số. Đối với đường truyền xuống, luận án này giả thiết các người dùng truyền qua các kênh giống nhau có số thành phần đa đường là LC bằng một số nguyên lần chu kỳ chip. Mô hình của tín hiệu truyền qua kênh đường trình bày như ở hình 2.2
c0(n)
h(n)
.
.
.
x(n)
Å
Å
ci(n)
y(n)
h(n)
.
.
.
bP(n)
cP(n)
Hình 2. 2 Mô hình truyền tín hiệu (rời rạc) cho đường truyền xuống
2.2.3 Tín hiệu thu
Luận án này giả thiết tín hiệu của các người dùng được đồng bộ chip tại phía đầu thu. Tín hiệu thu tại đầu thu là tín hiệu chồng chập của P người dùng cộng với nhiễu Gauss trắng. Có thể biểu diễn tín hiệu thu được như sau:
(2.1)
với
trong đó i = 1,…,P với P là số người dùng tích cực. Quy ước vị trí thứ i = 0 dùng cho tín hiệu hoa tiêu.
Tại đầu thu, tín hiệu y(t) được lấy mẫu. Gọi y[n] là tín hiệu lấy mẫu với tốc độ chip thứ n tại đầu ra của bộ lọc tương thích. Tức là:
Luận án không xét đến quá trình định dạng xung nên tín hiệu thu có thể biểu diễn rời rạc như sau:
(2.2)
2.3 Bộ thu RAKE
Bộ thu RAKE là loại bộ thu truyền thống được sử dụng phổ biến trong hệ thống CDMA. Sở dĩ bộ thu này được gọi là bộ thu RAKE là vì nó có cấu trúc hình răng lược. Mô hình cấu trúc của một bộ thu RAKE được trình bày như ở hình 1.5.
Bộ thu RAKE bao gồm các nhánh chứa các bộ giải trải phổ. Nhánh sau là phiên bản của nhánh trước trễ (dịch) đi một chip. Mỗi bộ giải trải phổ giải trải chuỗi chip thu được theo chuỗi mã của người dùng mong muốn. Đầu ra của các bộ giải trải phổ được kết hợp lại bằng cách sử dụng bộ kết hợp tuyến tính. Để đạt được tỉ số tín trên tạp cao, lược đồ kết hợp tỉ số cực đại (MRC) được sử dụng trong bộ kết hợp tuyến tính [35].
Tín hiệu thu được tại đầu thu có dạng:
(2.3)
trong đó k= -¥,…0, 1,…+¥, p = 1,…., M với M là số nhánh của bộ thu RAKE, l = 1,…L với L là thừa số trải phổ.
Hình 1.5 cho thấy ở bộ thu RAKE tín hiệu thu được bị làm trễ và sau đó được giải trải. Giả sử rằng, người dùng thứ i là người dùng mong muốn, thì tín hiệu giải trải thứ p là dp[k] có thể được viết dưới dạng
, p = 0,…, P-1 (2.4)
với ci[l] là chuỗi mã ngắn của người dùng thứ i.
Giả sử rằng h[p,k] là thành phần đa đường thay đổi theo thời gian thứ p và là ước lượng kênh của h[p,k] . Đầu ra của bộ thu RAKE tại nhánh thứ p trở thành:
(2.5)
Các hệ số của kênh h[p,m] với p = 1, …,M có thể được ước lượng bằng cách sử dụng tín hiệu hoa tiêu. Ước lượng kênh tức thời cho nhánh đa đường thứ p là
(2.6)
với và lần lượt là chuỗi mã trải cho tín hiệu hoa tiêu và chuỗi tín hiệu hoa tiêu.
Theo nguyên lý MRC, các bit quyết định có thể thu được bằng cách cộng tất các tín hiệu kết hợp của các thành phần đa đường
(2.7)
2.4 Bộ sửa sóng tuyến tính cấp độ chip dùng trong đường truyền xuống của hệ CDMA
Sử dụng bộ sửa sóng tuyến tính cấp độ chip là một giải pháp tốt cho bộ thu trong đường truyền xuống của hệ CDMA. Mục đích chính của việc sử dụng bộ sửa sóng tuyến tính kết hợp với một bộ giải trải phổ là nhằm khắc phục tính chất không lý tưởng của kênh truyền xuống tại đầu thu là thiết bị di động, để từ đó khôi phục tính chất trực giao của chuỗi tín hiệu các người dùng khác nhau. Khi tính chất trực giao được khôi phục, bộ giải trải phổ có thể triệt tất cả nhiễu đa truy nhập.
Điều kiện cần thiết để một bộ thu trong hệ thông tin CDMA hoạt động chính xác là số người dùng trong một tế bào phải nhỏ hơn thừa số trải phổ. Nói cách khác, mỗi người dùng được gán một chuỗi mã trải trực giao xác định. Bộ sửa sóng tuyến tính cấp độ chip xử lý trực tiếp chuỗi tín hiệu thu để tạo ra chuỗi ký hiệu ước lượng của người dùng mong muốn.
Bộ sửa sóng tuyến tính được phân loại dựa vào hai tiêu chuẩn: tiêu chuẩn ép về 0 (zero-forcing) và tiêu chuẩn cực tiểu hoá trị trung bình bình phương lỗi MMSE. Với tiêu chuẩn ZF, nhiễu đa truy nhập MAI sinh ra do hiện tượng đa đường hoàn toàn có thể được loại bỏ bằng cách lấy nghịch đảo đáp ứng xung của kênh xuống. Tuy nhiên, nhược điểm của bộ sửa sóng tuyến tính sử dụng tiêu chuẩn này là nó làm tăng ồn (noise). Sửa sóng bằng tiêu chuẩn MMSE được sử dụng để tối thiểu hoá ồn xuất hiện trong trường hợp sử dụng bộ sửa sóng bằng tiêu chuẩn ép về 0.
Xét trường hợp bộ sửa sóng tuyến tính cấp độ chíp theo tiêu chuẩn MMSE cho đường truyền xuống của hệ CDMA sử dụng chuỗi tín hiệu hoa tiêu làm chuỗi huấn luyện.
Tín hiệu thu CDMA có thể được viết dưới dạng:
với {h[p]} là đáp ứng xung kênh rời rạc.
Gọi Nf, r[kL+l] và f lần lượt là chiều dài của bộ sửa sóng, vectơ tín hiệu thu và vectơ các hệ số của bộ sửa sóng
r[kL+l] = (y[kL+l] y[kL+l-1] … y(kL+l-Nf))T (2.8)
f = (f[0] f[1] … f[Nf-1])T (2.9)
Ước lượng cho tín hiệu truyền đi có thể xác định bởi công thức
= fHr[kL+l] (2.10)
Vectơ trọng số f được chọn sao cho làm cực tiểu hoá trị trung bình bình phương lỗi MSE như sau
(2.11)
với x0[kL+l] là chuỗi tín hiệu hoa tiêu dùng làm chuỗi huấn luyện; D là trễ của hệ thống.
Ước lượng bit thứ k của người dùng thứ i có thể tìm được bởi phương trình
(2.12)
với dec(.) là hàm lấy quyết định.
Nhiều nghiên cứu khác về bộ sửa sóng tuyến tính cấp độ chip cho đường truyền xuống trong các hệ thống CDMA cũng đã được thực hiện. Ngoài phương pháp sử dụng chuỗi huấn luyện để cập nhật các hệ số của bộ sửa sóng người ta còn nghiên cứu các thuật toán mù, các phương pháp ước lượng kênh … để làm tăng chất lượng của hệ thống. Kết quả mô phỏng của các phương pháp này phần lớn đều chỉ ra sự cải thiện chất lượng của hệ thống khi sử dụng bộ sửa sóng tuyến tính cho bộ thu so với sử dụng bộ thu RAKE. Một số nghiên cứu cụ thể về bộ thu sử dụng bộ sửa sóng được trình bày chi tiết ở mục 2.5 dưới đây.
2.5 Một số nghiên cứu về bộ thu sử dụng bộ sửa sóng trong hệ thống CDMA
Trong phần này luận án cung cấp một vài nghiên cứu trước đây của một số tác giả sử dụng tính chất của đường truyền xuống CDMA để thiết kế bộ thu gần tối ưu và có độ phức tạp thấp. Nhiều bài trong số các bài báo này sử dụng những giải pháp về thích nghi cho bộ sửa sóng [30].
Anja Klein [15] đưa ra 3 giả thiết về đường truyền xuống:
(A1) Tất cả các tín hiệu của người dùng được truyền đi trên cùng một kênh truyền để đến bộ thu.
(A2) Chỉ chuỗi mã của người dùng mong muốn được biết trước bởi bộ thu.
(A3) Độ phức tạp của việc tính toán tại thiết bị thu là thấp.
Sử dụng giả thiết (A1) và (A2) Klein đưa ra bộ sửa sóng cực tiểu hoá trị trung bình bình phương lỗi (MMSE). Kết quả của Klein đơn giản hơn so với bộ tách sóng đa người dùng tối ưu tuy nhiên yêu cầu cần phải nghịch đảo một ma trận có kích cỡ lớn nên rất khó để thực hiện trong thực tế.
Klein đưa ra giả thiết về mô hình xử lý khối. Theo Klein, ký hiệu dữ liệu của người dùng được sắp xếp thành một vectơ , b = [b(1)T, b(2)T,…,b(P)T]T, với b(k) là vectơ ký hiệu của người dùng thứ k. Chuỗi mã trải đa tốc của các người dùng được xếp hàng thành một vectơ, C = [C(1),…,C(P)], với ma trận trải của mỗi người dùng là một ma trận chéo
với là mã trải phổ của bit thứ n, người dùng thứ k. Do đó tín hiệu truyền x là:
x = Cb (2.13)
và vectơ thu y là
y = Ht + h (2.14)
với h là nhiễu cộng tính; H và ma trận chập
P là số người dùng và Lc + 1 là số đường trong kênh đa đường
Ma trận sửa sóng của tín hiệu chip đa người dùng thu được, y, ứng với tiêu chuẩn zero-forcing là:
FZF = (HHH)-1HH (2.15)
Và ma trận sửa sóng của tín hiệu chip đa người dùng thu được, y, ứng với tiêu chuẩn cực tiểu hoá trị trung bình bình phương lỗi là
FMMSE = (HHH + σ2Rx-1)-1HH (2.16)
với Rx = E[xxH]. Việc ước lượng ký hiệu của người dùng mong muốn được tính bằng cách nhân vectơ các hệ số của bộ sửa sóng thu được bởi ma trận sửa sóng (zero-forcing hoặc MMSE), và lọc tương thích với ma trận mã của người dùng mong muốn
(2.17)
Klein đã đơn giản hoá phép nghịch đảo của Rx trong phương trình (2.16) bằng giả thiết Rx = σt2I , giả thiết này đúng khi mã trộn ngẫu nhiên được đưa vào tín hiệu truyền; tuy nhiên việc tính toán các phép nghich đảo trong phương trình (2.15) hoặc (2.16) để hình thành từng khối ma trận sửa sóng nhằm hình thành một khối ma trận có chiều dài lớn hơn là một công việc rất phức tạp và đòi hỏi phải biết trước đặc tính của kênh.
Nghiên cứu của Klein rất khác biệt so với các nghiên cứu trước vì Klein đã đề xuất quá trình sửa sóng các chíp thu được trước khi tiến hành giải trải phổ. Nghiên cứu của Klein đã không thử ước lượng kênh hay thiết kế một giải pháp thích nghi nào; tất các các mô phỏng đều giả thiết rằng thông tin về trạng thái kênh hoàn toàn được biết trước.
Ghauri và Slock đã chỉ ra rằng tín hiệu đường truyền xuống được trải phổ bởi chuỗi mã trực giao và được xáo trộn bởi một chuỗi dài và rằng tính chất trực giao của mã Walsh-Hadamard ngắn bị phá huỷ khi tín hiệu đi qua một kênh đa đường [10]. Bộ sửa sóng của họ áp dụng cho trường hợp đa kênh và nhằm mục đích khôi phục lại tính chất trực giao của tín hiệu đa người dùng để từ đó loại trừ nhiễu đa truy nhập MAI bằng cách giải trải phổ bằng chuỗi mã (ngắn) của người dùng mong muốn. Họ cũng xác định được chiều dài tối thiểu cần thiết của bộ sửa sóng để đáp ứng tiêu chuẩn zero-forcing.
Slock cũng là đồng tác giả của nhiều bài báo liên quan đến quá trình sửa sóng trong đường truyền CDMA xuống. Các nghiên cứu này bao gồm: Bộ thu rake loại bỏ nhiễu liên tế bào [23], bộ loại bỏ nhiễu trong tế bào sử dụng thuật toán giả mù [37], bộ thu sử dụng thuật toán mù để cực đại hoá SINR [36], bộ loại bỏ nhiễu trong tế bào sử dụng mã mở rộng [24], so sánh giữa lược đồ phân tập đường truyền xuống cho bộ thu rake với bộ thu cực đại hoá SINR [25], và bộ thu cực đại hoá SINR có cấu trúc rake [26].
Werner và Lilleberg cũng có nhiều nghiên cứu về bộ sửa sóng sử dụng trong đường truyền xuống. Trong nghiên cứu [39] các tác giả cũng dựa trên các giả thiết giống như của Ghauri và Slock [10] cho đường truyền xuống trong hệ CDMA, tuy nhiên họ xét bộ sửa sóng được lấy mẫu ở tốc độ chíp chứ không xét đến các bộ sửa sóng lấy mẫu với tốc độ cao hơn như trong [10]. Werner và Lilleberg là người đầu tiên đề xuất thuật toán thích nghi, có dạng giống như RLS. Tuy nhiên, bộ sửa sóng của họ hoạt động trên các khối mẫu tín hiệu thu được (giống như của Klein [15]) và các mô phỏng về tính toán của họ chỉ xét đối với các kênh tĩnh. Một vài bài báo sau đó đưa ra các giải pháp thích nghi đơn giản hơn như: [13], [16], [17], [14]. Thuật toán Grifith là sự bổ sung cho LMS dựa vào việc ước lượng kênh.
Krauss và Zoltowski cũng đã đóng góp một vài bài báo về quá trình sửa sóng đối với hệ CDMA đồng bộ sử dụng mã dài. Họ sử dụng điều kiện ép về 0 (zero-forcing) cho bộ sửa sóng hai kênh và đưa ra kết quả mô phỏng nghiên cứu sự so sánh giữa bộ sửa sóng zero-forcing và bộ thu rake [41]. Sau đó họ kết hợp hiệu quả các kết quả nghiên cứu của Ghauri và Slock [10] và Frank [9], bằng cách đưa ra bộ sửa sóng MMSE đa kênh, và so sánh bộ sửa sóng MMSE lý thuyết với bộ thu ép về 0 và bộ thu rake [18]. Bằng cách sử dụng định lý ma trận nghịch đảo, họ chỉ ra rằng bộ sửa sóng MMSE trung bình
(2.18)
có thể được viết lại thành
(2.19)
Với SNR bé bộ sửa sóng MMSE giống như một bộ thu tương thích
(2.20)
và với SNR lớn nó giống như một bộ sửa sóng zero-forcing
(2.21)
Trong [19] bộ sửa sóng MMSE và zero-forcing được nghiên cứu trong trường hợp chuyển vùng mềm được đặc trưng bởi ký hiệu dữ liệu di động nhận được đồng thời từ hai trạm cở sở và do đó bộ thu phải chịu nhiễu ngoài tế bào. Bộ sửa sóng MMSE thể hiện chất lượng tốt trong các trường hợp này bởi vì nó có khả năng triệt nhiễu không trắng. Các kết quả mô phỏng được thực hiện với bộ thu MMSE và rake lý tưởng trong [20], [21].
Bộ sửa sóng mức độ chip, mức độ ký hiệu và mức độ ký hiệu bị ràng buộc bởi không gian con được đưa ra trong [22], [42]. Bộ sửa sóng mức độ chíp cực tiểu hoá trung bình bình phương lỗi giữa tính hiệu phát và tín hiệu sau khi đi qua bộ sửa sóng; bộ sửa sóng MMSE mức độ ký hiệu cực tiểu hoá MSE giữa bit ước lượng và bit mong muốn, và bộ sửa sóng bị ràng buộc bởi không gian con thực hiện việc chiếu tín hiệu thu được trước khi vào bộ sửa sóng lên không gian con được mở rộng bằng cách dịch các mã trộn và nhân với mã người dùng mong muốn được nghịch đảo về thời gian. Vì việc ước lượng bit là một hàm của mã trộn, bộ sửa sóng mức độ ký hiệu và bộ ràng buộc không gian con thay đổi từ bit này sang bit khác. Một vài giả thiết được đặt ra để làm đơn giản việc tính toán cho bộ sửa sóng mức độ ký hiệu, tuy nhiên các kết quả mô phỏng chỉ ra rằng chất lượng thu được hai loại sửa sóng này không bằng so với bộ sửa sóng mức độ chip.
Chowdhury và Zoltowski nghiên cứu bộ sửa sóng đối với kênh có đặc tính không liên tục (sparse) trong [6], [7], [8]. Trong nghiên cứu này bộ lọc Wiener (MSNWF) nối tầng thích nghi theo khối được sử dụng và bộ lọc này cho thấy nó có khả năng hội tụ tốt trong trường hợp kênh tĩnh [6], [7]. Phương pháp này cũng chiếu tín hiệu thu được lên một không gian con ít chiều hơn trước khi đưa vào bộ MSNWF để tăng tốc độ hội tụ. Phương pháp này được gọi là “sửa sóng cấu trúc giả mù”. Sự không liên tục (sparse) của kênh ngụ ý rằng đáp ứng kênh nằm trong một vùng không gian được mở rộng bởi một vài cột của ma trận nhân chập định dạng xung. Để xác định không gian con thì cần phải biết trước vị trí đỉnh của kênh. Bộ sửa sóng cấu trúc giả mù có chất lượng tốt hơn so với bộ sửa sóng LMS và RLS sử dụng kênh hoa tiêu làm chuỗi huấn luyện trong trường kênh có đặc tính không liên tục thay đổi theo thời gian [8].
L.Mailaender của Lucent đã nghiên cứu các kỹ thuật tính toán hiệu quả cho bộ sửa sóng MMSE giả sử biết trước các tính chất của kênh [29]. Mailaender giả sử rằng bộ sửa sóng MMSE được tính toán với tốc độ bằng nghịch đảo với khoảng thời gian để đơn vị di động đi được 1/10 bước sóng. Các kỹ thuật tính toán bao gồm kỹ thuật Khối -Toeplitz, Đa pha và các khối lặp lại Gauss-Seidel. Các nghiên cứu được thực hiện trong môi trường kênh không có fading.
Bộ sửa sóng mù được phát triển bởi Li và Liu thoả mãn tiêu chuẩn sau [27]:
(2.22)
với điều kiện
với C0 là không gian con trực giao với mã người dùng, tức là mã trội; c1 là mã người dùng mong muốn; và Y(n)f là tín hiệu thu đã đi qua bộ sửa sóng. Thuật toán thích nghi sử dụng cho việc huấn luyện f cũng được đưa ra trong nghiên cứu này. Cần chú ý rằng thuật toán này sử dụng trong trường hợp mã ngắn cũng như cho trường hợp mã dài bởi tín tín hiệu tốc độ chip được sửa sóng trước khi thực hiện chiếu. Mã trộn được sử dụng tại bộ phát làm quay không gian mã từ ký hiệu này sang ký hiệu khác nhưng mã vẫn giữ được tính trực giao bởi vì việc trộn mã được thực hiện là duy nhất. Bộ sửa sóng mù (2.22) đẩy năng lượng của tín hiệu thu về lại không gian mã theo hướng của người dùng mong muốn vì vậy quá trình giải trải phổ sẽ loại bỏ nhiễu đa truy nhập. Slock và Ghauri chỉ ra rằng bộ sửa sóng mù (2.22) là cực đại hoá SINR trong trường hợp mã trộn ngẫu nhiên [36].
Một số bài báo của các nhà nghiên cứu tại trung tâm Interuniversity Micro-Electronics, Bỉ đề xuất bộ sử sóng RLS sử dụng tín hiệu hoa tiêu tốc độ bit giống như nghiên cứu của Frank và Visotsky [9]. Kết quả cho thấy bộ sửa sóng được lấy mẫu tốc độ cao hơn tốc độ baud có chất lượng tốt hơn bộ sửa sóng lấy mẫu ở tốc độ baud [31]. Tiếp theo đó phương pháp bán mù đề xuất để dùng cho bộ sửa sóng khi tín hiệu thu đã được sửa sóng được chiếu lên không gian con trực giao với mã người dùng , tín hiệu chiếu gần giống với tín hiệu hoa tiêu về mặt bình phương tối thiểu [32]. Việc xử lý khối và các thuật toán thích nghi được suy ra dựa trên mô hình có ít nhất là 2 kênh thu. Nếu ký hiệu hoa tiêu xuất hiện trong chuỗi bit của người dùng mong muốn thì bộ sửa sóng bán mù thể hiện được ưu điểm của nó [33].
Từ năm 1993, Bottomley của Ericcson đã chỉ ra rằng bộ thu rake chỉ gần tối ưu trong đường truyền CDMA xuống bởi vì sự xuất hiện của nhiễu liên tế bào (không phải là nhiễu trắng) trên cùng kênh truyền với người dùng mong muốn [2]. Bộ thu rake (bộ lọc tương thích) là tối ưu trong trường hợp truyền thông ký hiệu đơn (single-symbol) với nhiễu Gauss trắng cộng tính. Bằng giả thiết rằng nhiễu ngoài tế bào được xem như nhiễu Gauss, Bottomley suy ra bộ thu rake tổng quát có khả năng tối ưu hoá SINR [3]. Trọng số của nhánh trong bộ thu rake giống hệt nghiệm của bộ sửa sóng MMSE. Bộ thu rake tổng quát cũng cho thấy rằng nó có thể triệt nhiễu trong tế bào [38].
Monisha Ghosh của nhóm nghiên cứu Phillip chỉ ra rằng bộ sửa sóng MMSE được huấn luyện bởi tín hiệu hoa tiêu đã được giải trải phổ là gần tối ưu theo nghĩa cực đại hoá SINR của chuỗi bit ước lượng của người dùng mong muốn [11]. Tác giả cũng chỉ ra rằng hệ DS-CDMA sử dụng nhiều chuỗi hoa tiêu có thể dễ dàng bắt kịp sự thay đổi của kênh fading nhanh bằng cách sử dụng thuật toán thích nghi bình phương tối thiểu cho chuỗi hoa tiêu biết trước.
Nhiều phương pháp sửa sóng quyết định phản hồi cũng đã được đề xuất. Majeed Abdurahman và cộng sự [1] là những người đầu tiên nghiên cứu cấu trúc DFE sử dụng trong hệ thống CDMA. Trong nghiên cứu này các tác giả sử dụng hai loại cấu trúc bộ sửa sóng phản hồi, loại thứ nhất sử dụng các bộ lọc nhánh mà mỗi nhánh là một bộ lọc tương thích với người dùng mong muốn được dịch đi; loại thứ hai thực hiện lấy mẫu tín hiệu tại đầu ra của bộ lọc tương thích với tốc độ lấy mẫu bằng một số nguyên lần chu kỳ ký hiệu. Trong nghiên cứu này, đầu thu chỉ cần biết trước chữ ký của người dùng mong muốn.
Bộ sửa sóng DFE do Roesler và cộng sự nghiên cứu trước tiên giải mã tín hiệu thu được để cung cấp ước lượng bit đa người dùng tin cậy phục vụ cho việc trải phổ lại và đưa vào đầu vào bộ xử lý DFE cấp độ chip để xử lý lại[34]. Việc giải mã trước khi trải phổ lại là cần thiết bởi vì các bít ước lượng được tạo ra bởi tín hiệu hoa tiêu cho qua bộ sửa sóng là không tối ưu.
Zhi Tian và cộng sự đề xuất bộ sửa sóng phản hồi sử dụng các điều kiện ràng buộc thích hợp đối với các vectơ trọng số của bộ thu để khắc phục lỗi trễ truyền tại pha ban đầu và khi môi trường truyền sóng thay đổi đột ngột. Các điều kiện ràng buộc này được xây dựng từ chuỗi mã trải (chữ ký) của người dùng mong muốn. Bằng cách sử dụng các điều kiện ràng buộc này bộ sửa sóng có thể không cần dùng đến chuỗi huấn luyện. Thuật toán thích nghi RLS cũng được sử dụng để cập nhật các thành phần của vectơ hệ số của các bộ lọc.
Trong [5] Li – Men Chen và Bor-Sen Chen đưa ra bộ sửa sóng phản hồi sử dụng thuật toán lọc Kalman để ước lượng đáp ứng kênh cho mục đích thích nghi với điều kiện biết trước một phần tính chất thống kê của kênh truyền. Bộ lọc feedforward và bộ lọc phản hồi được thiết kế không chỉ bởi việc ước lượng đáp ứng kênh mà còn bởi độ bất định và ước lượng hiệp phương sai lỗi của kênh.
Jinho Choi và cộng sự [4] đề xuất sử dụng kỹ thuật lặp lại cho bộ sửa sóng phản hồi cấp độ chip dùng trong kênh truyền xuống của hệ CDMA. Trong nghiên cứu này các tác giả sử dụng hàm định giá ở cấp độ ký hiệu để tối thiểu hoá giá trị trung bình bình phương lỗi. Các tác giả cũng suy ra nghiệm gần đúng với giá trị tối ưu của bộ sửa sóng phản hồi theo tiêu chuẩn MMSE ở cấp độ chip. Ngoài phương pháp quyết định cứng, nghiên cứu còn sử dụng phương pháp quyết định mềm làm đầu vào cho bộ lọc phản hồi. Nghiên cứu chỉ ra rằng kỹ thuật lặp lại làm tăng chất lượng của hệ thống. Tuy nhiên, bộ thu sử dụng bộ sửa sóng phản hồi quyết định này đòi hỏi phải biết trước chữ ký của tất cả các người dùng.
Yang và Li đề xuất bộ DFE sử dụng bảng chữ cái hữu hạn các ký hiệu truyền của người dùng mong muốn [40]. Một bộ lọc feedforward được sử dụng và được nối với nhiều bộ lọc phản hồi. Trong trường hợp BPSK, các giá trị có thể có của các ký hiệu hiện tại là +1 và -1. Có hai đường phản hồi.Một đường là đầu vào của mã chip của ký hiệu hiện tại. Đường còn lại là đầu vào của mã chip đổi dấu của ký hiệu hiện tại. Đầu ra của các đường này được trải phổ một cách riêng lẻ. Bộ giải mã khoảng cách tối thiểu được sử dụng để quyết định chọn +1 nếu tín hiệu giải trải phổ của đường thứ nhất gần với +1 hơn đầu ra của tín hiệu giải trải phổ đường thứ hai là -1. Nghiên cứu này không sử dụng phương pháp thích nghi nào và kênh được giả thiết là biết trước.
Chương 3 BỘ SỬA SÓNG PHẢN HỒI QUYẾT ĐỊNH CẤP ĐỘ CHIP DÙNG TRONG HỆ THỐNG CDMA
3.1 Bộ sửa sóng phản hồi quyết định (DFE) dùng cho hệ thống không trải phổ
Trước tiên luận án trình bày bộ thu sử dụng bộ sửa sóng phản hồi quyết định tiêu chuẩn cho một tín hiệu không trải phổ để từ đó làm cơ sở cho việc xây dựng bộ sửa sóng phản hồi quyết định cấp độ chíp cho hệ thống DS-CDMA [35]. Bộ DFE là bộ sửa sóng không tuyến tính tận dụng các quyết định đối với các ký hiệu trước để loại trừ nhiễu xuyên ký hiệu cho ký hiệu hiện tại.
Bộ DFE tiêu chuẩn sử dụng cho tín hiệu không trải phổ được đề xuất đầu tiên bởi Austin. Hình 3.1 trình bày mô hình băng cơ sở của một hệ DFE tiêu chuẩn rời rạc. Bộ DFE bao gồm một bộ lọc hướng tới (feedforward filter) f[m] và bộ lọc phản hồi g[m], với m là chỉ số của ký hiệu. Bởi vì bộ lọc phản hồi nằm trong một vòng lặp nên nó phải là bộ lọc nhân quả.
DFE
Hình 3. 1 Cấu trúc bộ lọc phản hồi quyết định tiêu chuẩn
cho tín hiệu không trải phổ
Tín hiệu truyền qua một kênh fading chọn lọc tần số h[m]. Giả sử Lc là số kênh đa đường, và kênh phức được xét là kênh bất biến theo thời gian; tức là h[p,m] = h[p] với p = 1, 2,…, Lc. Tín hiệu thu có thể viết dưới dạng sau:
(3.1)
với b[m] là tín hiệu truyền, {h[p]} là đáp ứng xung của kênh rời rạc, là nhiễu Gauss trắng cộng tính có trung bình bằng 0 và phương sai là s2n và * là toán tử liên hợp phức.
Gọi v[m] là đáp ứng xung của hệ hỗn hợp rời rạc gồm đáp ứng của kênh và các hệ số của bộ sửa sóng. Tức là,
(3.2)
Từ hình 3.1, lối ra của bộ DFE có thể được viết dưới dạng sau:
(3.3)
với là ký hiệu đã được quyết định, Nf +1 là chiều dài của bộ lọc hướng tới (feedforward filter), Nb là chiều dài của bộ lọc phản hồi (feedback filter), và
(3.4)
Giả sử không có quyết định sai, tức là và với 1≤ l £ Nb, (3.3) có thể được viết lại như sau:
(3.5)
Phương trình (3.3) đến (3.5) cho thấy, có thể đạt được giá trị trung bình bình phương lỗi tối thiểu khi bộ lọc hướng tới được sử dụng để loại bỏ nhiễu xuyên ký hiệu ISI từ các vị trí tương lai (precursor ISI), và tổi thiểu hoá nhiễu, trong khi đó bộ lọc phản hồi được sử dụng để loại bỏ ISI từ các vị trí quá khứ (post cursor). Chú ý rằng việc loại bỏ nhiễu xuyên ký hiệu của các vị trí quá khứ sử dụng bộ lọc phản hồi không làm tăng nhiễu bởi vì nhiễu được loại bỏ bởi thiết bị quyết định (giả sử không có những quyết định sai). Do đó, không có nhiễu tại đầu ra của bộ lọc phản hồi. Việc loại bỏ nhiễu xuyên ký hiệu từ các vị trí tương lai sử dụng bộ lọc hướng tới không làm tăng nhiễu nhiều như loại bỏ đồng thời nhiễu xuyên ký hiệu từ các vị trí tương lai và quá khứ. Bộ DFE dựa trên tiêu chuẩn trung bình bình phương lỗi được đề xuất đầu tiên bởi Salz .
Từ (3.3) và (3.5), lối ra của bộ DFE có thể được viết:
(3.6)
Với f và g lần lượt là vectơ các hệ số của bộ lọc hướng tới và bộ lọc phản hồi. Giả sử y[m] và b[m] lần lượt là vectơ tín hiệu thu và vectơ tín hiệu đã được quyết định. Tức là,
(3.7)
(3.8)
(3.9)
(3.10)
với T là toán tử chuyển vị
Đặt w là vectơ sửa sóng toàn phần và d[m] là vectơ thu toàn phần. Tức là
(3.11)
(3.12)
Do đó (3.6) có thể được viết lại là:
(3.13)
với H là toán tử chuyển vị Hermit
Vectơ trọng số w được chọn sao cho có thể tối thiểu hoá trung bình bình phương lỗi (MSE) như sau:
(3.14)
Giả sử chuỗi nhiễu và chuỗi tín hiệu là không tương quan. Giá trị tối ưu cho bộ DFE theo tiêu chuẩn MMSE là
(3.15)
(3.16)
với
và I, h[p] lần lượt là ma trận đơn vị và kênh đa đường thứ p rời rạc.
Thêm vào đó, nghiệm của MMSE cho bởi:
(3.17)
Mặc dù bộ DFE tiêu chuẩn cho chất lượng tốt hơn bộ sửa sóng tuyến tính, nhưng bất kỳ lỗi quyết định nào tại đầu ra của thiết bị quyết định đều được truyền bởi bộ lọc phản hồi. Tuy vậy, lỗi truyền này có thể khắc phục được và những ưu điểm về khả năng hạn chế nhiễu của nó vượt trội hơn so với ảnh hưởng của việc truyền lỗi.
3.2 Bộ sửa sóng phản hồi quyết định cấp độ chip dùng trong đường truyền xuống của hệ thống CDMA
Về mặt cấu trúc bộ sửa sóng phản hồi quyết định dùng cho một hệ thống trải phổ không khác so với bộ sửa sóng phản hồi quyết định dùng cho một hệ không trải phổ. Sự khác biệt xuất hiện trong trường hợp hệ thống trải phổ sử dụng bộ sửa sóng phản hồi quyết định có các hệ số được tối ưu hoá theo tiêu chuẩn tối ưu hoá ở cấp độ ký hiệu. Trong trường hợp đó bộ lọc hướng tới được lấy mẫu với tốc độ chip trong khi đó bộ lọc phản hồi được lấy mẫu ở tốc độ ký hiệu.
Trường hợp các hệ số của bộ sửa sóng phản hồi quyết định sử dụng trong hệ thống trải phổ tìm được theo tiêu chuẩn tối ưu hoá ở cấp độ chip có thể xây dựng dựa trên bộ sửa sóng phản hồi quyết định dùng cho tín hiệu không trải phổ.
Giả sử các chip đã được quyết định để đưa vào đầu của bộ lọc phản hồi đã có sẵn là . Gọi {fp} và {gp} lần lượt là đáp ứng xung của bộ lọc hướng tới và bộ lọc phản hồi trong bộ sửa sóng phản hồi quyết định cấp độ chip. Nf và Nb lần lượt là chiều dài của bộ lọc hướng tới và bộ lọc phản hồi. Đầu ra của bộ sửa sóng phản hồi quyết định cấp độ chip có thể được viết dưới dạng
(3.18)
với là đáp ứng xung hỗn hợp hệ thống của kênh và của bộ lọc hướng tới, nkL+l là tổng các số hạng của ồn (noise) khi cho hkL+l đi qua bộ lọc hướng tới. Nếu quá trình sửa sóng là hoàn hảo, ước lượng bit của người dùng thứ i có thể tìm được bởi phương trình
(3.19)
Luận án này sử dụng tiêu chuẩn cực tiểu hoá trị trung bình bình phương lỗi (MMSE) để tìm các hệ số của bộ sửa sóng. Đặt
(3.20)
(3.21)
u[kL+l]=(y[kL+l] y[kL+l-1] … y[kL+L-Nf]) (3.22)
v[kL+l]=([kL+l+1] [kL+l+2] …[kL+l+Nb] ) (3.23)
Từ phương trình (3.18) và (3.19) chúng ta có thể định nghĩa trị trung bình bình phương lỗi ở cấp độ chip theo ước lượng của chuỗi hoa tiêu như sau
(3.24)
với là chuỗi tín hiệu hoa tiêu đã được trải phổ.
Vectơ các hệ số của bộ sửa sóng tối ưu ứng với các hệ số kênh cho trước là các vectơ làm cực tiểu hoá giá trị MSE trong phương trình (3.24). Nghiệm tối ưu cho bộ sửa sóng phản hồi quyết định theo tiểu chuẩn cực tiểu hoá trị trung bình bình phương lỗi được trình bày chi tiết trong phần phụ lục.
3.3 Bộ sửa sóng phản hồi quyết định lấy nhiều mẫu (fractionally spaced DFE) cấp độ chip sửa đổi
Trong phần này, luận án đề xuất bộ sửa sóng phản hồi quyết định cấp độ chíp dựa trên bộ sửa sóng phản hồi quyết định cấp độ chip lấy nhiều mẫu. Trong [1] các tác giả đề xuất sử dụng bộ sửa sóng phản hồi quyết định lấy nhiều mẫu nhằm nâng cao dung lượng của hệ thống. Tuy nhiên, về mặt xử lý việc lấy nhiều mẫu hơn trong thời gian một chip đòi hỏi độ phức tạp cao hơn cho hệ thống.
Chương 4 KẾT QUẢ VÀ THẢO LUẬN
4.1 Các thông số mô phỏng
Chương này trình bày các kết quả mô phỏng về các vấn đề đã được đề cập trong chương 3. Các kết quả mô phỏng này được thực hiện bởi phần mềm Matlab, sử dụng phương pháp mô phỏng Monte Carlo.
Tín hiệu CDMA có thừa số trải phổ là 20 và chuỗi ngẫu nhiên được sử dụng là chuỗi Walsh-Hadamard với chiều dài 20. Công suất truyền được giả thiết là như nhau cho tất cả các người dùng.
Để thấy được tính chất hội tụ của các bộ sửa sóng, mỗi kết quả trong luận án được thực hiện đối với kênh tĩnh có chiều dài kênh cực đại là 4 và sau đó lần lượt thay đổi các giá trị để thu được các kênh khác nhau.
Với mỗi kết quả, luận án thực hiện với chuỗi bit dài 500.000 bit tức là khoảng 50000 lần chạy Monte Carlo.
Luận án khảo sát 3 loại bộ sửa sóng ở cấp độ chip sử dụng cho bộ thu CDMA, đó là: bộ sửa sóng tuyến tính, bộ sửa sóng phản hồi quyết định và bộ sửa sóng phản hồi quyết định lấy nhiều mẫu cấp độ chip sửa đổi.
Đối với bộ sửa sóng phản hồi quyết định, luận án khảo sát hai giá trị khởi tạo cho bộ lọc phản hồi là 1 và -1. Nghĩa là, với bộ lọc phản hồi có chiều dài là 3 thì giá trị khởi tạo cho nó là { 1 1 1} hoặc { -1 -1 -1}. Các kết quả mô phỏng cho thấy chất lượng của hệ thống thay đổi không đáng kể khi sử dụng 1 hay -1. Vì vậy luận án chọn giá trị 1 làm giá trị khởi tạo cho bộ lọc phản hồi. Ngoài ra, phương pháp lặp lại trong cấu trúc phản hồi của bộ lọc phản hồi quyết định có ảnh hưởng lớn đến chất lượng của hệ thống. Luận án cũng khảo sát số lần lặp lại khác nhau để xét ảnh hưởng của phương pháp đến chất lượng của hệ thống.
Thuật toán thích nghi tối thiểu trị trung bình bình phương (LMS) được sử dụng để cập nhật các hệ số của bộ lọc hướng tới và bộ lọc phản hồi của bộ sửa sóng. Các phương trình tính trị trung bình bình phương tối thiểu là:
với f[n] và g[n] là các vectơ hệ số của bộ lọc hướng tới và bộ lọc phản hồi tại thời điểm n; rf[n] là vectơ tín hiệu thu tại thời điểm n; rb[n] là vectơ các bit quyết định được sử dụng trong bộ lọc phản hồi; e[n] là lỗi tại thời điểm n; m là kích thước của bước.
Luận án dùng đại lượng xác suất lỗi bit như là đại lượng để đánh giá chất lượng của hệ thống CDMA.
4.2 So sánh chất lượng của bộ thu sử dụng bộ sửa sóng tuyến tính và bộ sửa sóng phản hồi quyết định
Hình 4. 1 So sánh giữa bộ sửa sóng tuyến tính và bộ sửa sóng phản hồi quyết định
Kết quả mô phỏng này được thực hiện với bộ sửa sóng tuyến tính có chiều dài là 9, bộ sửa sóng phản hồi quyết định có bộ lọc hướng tới (feedforward filter) chiều dài là 3 và bộ lọc phản hồi chiều dài là 15. Bộ sửa sóng phản hồi quyết định sử dụng phương pháp lặp với số lần lặp là 10.
Hình 4.1 trình bày mối quan hệ giữa tỉ số tín trên tạp ( theo năng lượng của chip) (tính theo đơn vị decibel) với xác suất lỗi bit. Có thể thấy rằng bộ sửa sóng phản hồi quyết định cho chất lượng tốt hơn so với bộ sửa sóng tuyến tính. Kết quả này có thể được giải thích là do bộ DFE có khả năng loại trừ ISI tốt hơn so với bộ LE. Như đã trình bày trong phần lý thuyết của chương 2 và chương 3, trong khi bộ LE chỉ loại trừ được nhiễu xuyên ký hiệu vị trí quá khứ thì bộ DFE đồng thời loại bỏ cả nhiễu xuyên ký hiệu vị trí quá khứ và nhiễu xuyên ký hiệu vị trí tương lai. Tuy nhiên để đạt được chất lượng như vậy thì bộ DFE lại có độ phức tạp cao hơn so với bộ LE.
4.3 Bộ sửa sóng phản hồi quyết định lấy nhiều mẫu cấp độ chip sửa đổi
Hình 4. 2 Bộ sửa sóng phản hồi quyết định và bộ sửa sóng phản hồi quyết định lấy nhiều mẫu cấp độ chip sửa đổi
Hình 4.2 thể hiện mối quan hệ giữa tỉ số tín trên tạp với xác suất lỗi bit của hệ CDMA có 5 người dùng. Đường (*) là đường biểu diễn cho bộ sửa sóng phản hồi quyết định không có oversampling với chiều dài của bộ lọc hướng tới là 3 và chiều dài của bộ lọc phản hồi là 15. Đường (o) là đường biểu diễn cho bộ sửa sóng phản hồi có thực hiện oversampling 2 lần với chiều dài bộ lọc hướng tới là 7 và chiều dài bộ lọc phản hồi là 3. Từ hình vẽ ta thấy rằng, ứng với giá trị EC/N0 từ 0 đến 8 dB, xác suất lỗi bit của bộ lọc phản hồi quyết định thông thường bé hơn so với bộ lọc phản hồi quyết định lấy nhiều mẫu cấp độ chíp sửa đổi. Từ giá trị 8 dB đến 20 dB bộ lọc phản hồi quyết định có xác suất lỗi bít bé hơn đáng kể so với bộ sửa sóng phản hồi quyết định lấy nhiều mẫu cấp độ chíp sửa đổi.
Hình 4.3 Bộ sửa sóng phản hồi quyết định lấy nhiều mẫu và bộ sửa sóng phản hồi quyết định lấy nhiều mẫu sửa đổi
4.4 Ảnh hưởng của phương pháp lặp lại (iterative technique) đến chất lượng của hệ thống
Hình 4. 4 Bộ sửa sóng phản hồi quyết định với các giá trị lặp lại khác nhau
Kết quả mô phỏng này được thực hiện với bộ sửa sóng phản hồi quyết định có thực hiện oversampling 2 lần với số lần lặp lại lần lượt là 1, 2, 4 và 10 cho 5 người dùng.
Hình 4.3 cho thấy, khi tăng số lần lặp lại trong trong cấu trúc phản hồi của bộ lọc phản hồi quyết định thì xác suất lỗi bít giảm. Có thể nhận xét rằng, khi không thực hiện vòng lặp, chất lượng tín hiệu thu được bằng phương pháp này kém hơn nhiều so với chất lượng tín hiệu thu được bằng cách sử dụng bộ DFE thông thường (tức là bộ DFE không thực hiện oversampling) có số lần lặp là 10. Điều này thể hiện ở xác suất lỗi bit thu được của phương pháp oversampling không thực hiện vòng lặp lớn hơn đáng kể so với bộ sửa sóng phản hồi quyết định thông thường (như ở hình 4.1).
Khi có thực hiện vòng lặp thì chất lượng của hệ thống tăng lên. Điều này cũng được thể hiện rõ trên hình 4.3, với số lần lặp là 2 thì xác suất lỗi bít của tín hiệu thu được giảm đáng kể so với trường hợp không thực hiện vòng lặp đồng thời xác suất này cũng bé hơn so với trường hợp sử dụng bộ DFE thông thường (như ở hình 4.1). Xác suất lỗi bit càng giảm khi số lần lặp càng tăng. Tuy nhiên hạn chế của phương pháp này cũng phát sinh đồng thời cùng với ưu điểm của nó. Tức là, khi thực hiện lặp lại để làm tăng chất lượng của hệ thống thì độ phức tạp của hệ thống cũng tăng lên do đó thời gian thực hiện bị kéo dài. Trong thực tế, cần phải cân nhắc giữa một bên là chất lượng nhằm đảm bảo cho hệ thống hoạt động và một bên là độ phức tạp của hệ thống.
4.5 Ảnh hưởng của số người dùng đến chất lượng của hệ thống
Hình 4.5 Ảnh hưởng của số người dùng
Kết quả khảo sát ảnh hưởng của số người dùng đến xác suất lỗi bít được trình bày như trên hình 4.4. Tiến hành mô phỏng hệ thống có số người dùng từ 1 đến 9 với tỉ số tín (năng lượng chip) trên tạp là 10 dB sử dụng bộ sửa sóng phản hồi quyết định có thực hiện oversampling 2 lần tại đầu thu với số lần lặp là 10.
KẾT LUẬN
Trong hệ thống thông tin di động sử dụng công nghệ CDMA ở thế hệ thứ ba, việc nghiên cứu đề tìm ra một giải pháp tối ưu cho bộ thu nhằm nâng cao chất lượng của hệ thống đã và vẫn đang được tiếp tục. Đối với đường truyền hướng xuống (từ trạm cơ sở đến thuê bao di động), sử dụng bộ sửa sóng cho bộ thu vừa giải quyết được những đòi hỏi về mặt chất lượng đồng thời đáp ứng được yêu cầu tiêu thụ ít công suất.
Luận văn này nghiên cứu một số cấu trúc sửa sóng thích nghi sử dụng cho bộ thu trong đường truyền xuống của hệ thống CDMA. Kết quả mô phỏng thu được khẳng định tính vượt trội của bộ sửa sóng phản hồi quyết định so với bộ sửa sóng tuyến tính. Một số nghiên cứu của các tác giả khác chỉ ra rằng, việc sử dụng bộ FS-DFE làm nâng cao chất lượng tín hiệu thu so với sử dụng bộ DFE thông thường. Tuy nhiên bộ thu sử dụng FS-DFE lại đòi hỏi phải lấy nhiều mẫu hơn nên dẫn đến một số hạn chế về mặt xử lý. Luận văn này đề xuất bộ sửa sóng phản hồi quyết định lấy nhiều mẫu cấp độ chip sửa đổi dựa trên bộ FS-DFE cấp độ chíp. Với cấu trúc của bộ sửa sóng này, những hạn chế do phải lấy nhiều mẫu hơn của bộ FS-DFE được khắc phục mà vẫn đảm bảo yêu cầu về chất lượng của hệ thống.
TÀI LIỆU THAM KHẢO
Tiếng Anh
1. Majeed Abdulrahman, Asrar U.H.Sheikh, David D.Falconer (1994), “Decision Feedback Equalizer for CDMA in Indoor Wireless Communication”, IEEE, Vol 12, pp 698-706
2. Gregory E.Bottomley (1993), “Optimizing the rake receiver for the CDMA downlink”, Proc. IEEE Vehicular Technology Conference, pp.742-745
3. Gregory E.Bottomley, Tony Ottosson, Yi-Pin Eric Wang (2000), “A generalized RAKE receiver for interference suppression”, IEEE Journal on Selected Areas In Communications, Vol.18, pp.2333-2339
4. Jinho Choi, Seong Rag Kim, Cheng-Chew Lim (2004), “Receiver with chip-level Decision Feedback Equalizer for CDMA downlink channels”, IEEE, Vol 3, pp. 300-313
5. Li Mei Chen, Bor Sen Chen (2001), “A robust adaptive DFE receiver for DS-CDMA system under multipath fading channels”, IEEE Transaction on Signal Processing, Vol.49, pp.1523-1532
6. Samina Chowdhurry, M.D.Zoltowski, J.Scott Goldstein (2000), “Reduced-rank adaptive MMSE equalization for high-speed CDMA forward link with sparse multipath channels”, Proc. Asilomar Conf on Signals, System and Computers, Vol 2, pp.965-969.
7. Samina Chowdhurry, M.D.Zoltowski (2001), “Structured MMSE equalization for synchronous CDMA with sparse multipath channels”, Proc.IEEE Internat.Conf.on Acoustics, Speech, and Signal Processing, Vol 4, pp.2113-2116.
8. Samina Chowdhurry, M.D.Zoltowski (2002), “Adaptive MMSE equalization for wideband CDMA forward link with tim-varying frequency selective channels”, Proc.IEEE Internat.Conf.on Acoustics, Speech, and Signal Processing, Vol 3, pp.2605-2608.
9. C.D.Frank, E.Visotsky, U.Madhow (2002), “Adaptive interference suppression for the downlink of a direct sequence CDMA system with long spreading sequences”, special issue on Signal Processing for Wireless Communications: Algorithms, Performance, and Architecture, Journal of VLSI Signal Processing, Vol.30, pp. 273-291
10. I.Ghauri, D.T.M.Slock (1998), “Linear receivers for the DS-CDMA downlink exploiting orthogonality of spreading sequences”, Proc. Asilomar Conf on Signals, System and Computers, pp. 650-654
11. Monish Ghosh (2001), “Adaptive chip-equalizers for synchronous DS-CDMA systems with pilot sequences”, Proc.IEEE Global Telecommunications Conf., Vol.6, pp.3385-3389.
12. L.Hanzo, C.H.Wong, M.S.Yee (2002), “Adaptive Wireless Transceiver”, IEEE Press, John Wiley&Sons, pp.29-38.
13. M.J.Heikkila, P.Komulainen, J.Lilleberg (1999), “Interference suppression in CDMA downlink through adaptive channel equalization”, Proc. IEEE Vehicular Technology Conference, Vol 2, pp. 978-982
14. M.J.Heikkila (2001), “A novel blind adaptive algorithm for channel equalization in WCDMA downlink”, Proc.IEEE Internat, Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communication, vol.1, pp.A-41-A-45.
15. A.Klein (1997), “Data detection algorithms specially designed for the downlink of CDMA system with long spreading codes”, IEEE Vehicular Technology Conference, 2nd edition, pp. 203-207
16. P.Komulainen, M.J.Heikkila (1999), “Adaptive channel equalization based on chip separation for CDMA downlink”, Proc.IEEE Internat, Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communication
17. P.Komulainen, M.J.Heikkila, J.Lilleberg (2000), “Adaptive channel equalization and interference suppression for CDMA downlink”, IEEE 6th Int.Symp.on Spread-Spectrum Tech. and Appl., Vol.2, pp. 363-367
18. Thomas P.Krauss, M.D.Zoltowski, G.Leus (2000), “Simple MMSE equalizers for CDMA downlink to restore chip sequence: Comparison to zero-forcing and rake”, Proc.IEEE Internat.Conf.on Acoustics, Speech, and Signal Processing, pp.2865-2868.
19. Thomas P.Krauss, M.D.Zoltowski (2000), “Oversampling diversity versus dual antenna diversity for chip-level equalization on CDMA downlink”, Proc.IEEE Sensor Array and Multichannel Signal Processing Workshop, pp.47-51
20. Thomas P.Krauss, M.D.Zoltowski (2000), “Chip level MMSE equalization at the edge of the cell”, Proc.IEEE Wireless Communication and Networking Conf., Vol.1, pp.386-392.
21. Thomas P.Krauss, M.D.Zoltowski (2000), “MMSE equalization under conditions of soft hand-off”, IEEE Internat, Symposium on Spread Spectrum Techniques and Applications, Vol.2, pp.540-543 .
22. Thomas P.Krauss, William J.Hillery, M.D.Zoltowski (2000), “MMSE equalization for the forward link in 3G CDMA: Symbol-level versus chip level”, Proc.IEEE Workshop on Statistical Signal and Array Processing, pp.18-22.
23. M.Lenardi, D.T.M.Slock (2000), “A RAKE receiver with intracell interference cancellation for a DS-CDMA synchronous downlink with orthogonal codes”, Proc IEEE Vehicular Technology Conference, Vol 1, pp. 430-434
24. M.Lenardi, A.Medles, D.T.M. Slock (2001), “Intercell interference cancellation at a WCDMA mobile terminal by exploiting excess codes”, Proc. IEEE Vehicular Technology Conference, Vol 3, pp. 1568-1572
25. M.Lenardi, A.Medles, D.T.M. Slock (2001), “Comparison of downlink transmit diversity schemes for RAKE and SINR maximizing receivers”, Proc.IEEE Intern.Conf.on Communicaion, Vol 6, pp.1679-1683
26. M.Lenardi, D.T.M. Slock (2001), “A RAKE structure SINR maximizing mobile receiver for the WCDMA downlink”, Proc. Asilomar Conf on Signals, System and Computers, Vol 1, pp.410-414
27. Kemin Li, Hui Liu (1999), “A new blind receiver for downlink DS-CDMA communications”, IEEE Communications Letters, Vol.3, pp.193-195.
28. Hui Liu (2000), “Signal Processing Applications in CDMA Communications”, Artech House Boston, pp.1-18.
29. Laurence Mailaender (2001), “CDMA downlink equalization with imperfect channel estimation”, Proc. IEEE Vehicular Technology Conference, Vol 3, pp. 1593-1597.
30. Adam R.Margetts (2002), “Adaptive Chip-Rate Equalization of Downlink Multirate Wideband CDMA”, Master thesis, Ohio State University, pp.
31. Frederik Petre, Marc Moonen, Marc Engels, Bert Gyselinckx, Hugo De Man (2000), “Pilot-aided adaptive chip equalizer receiver for interference suppression in DS-CDMA forward link”, Proc. IEEE Vehicular Technology Conference, Vol 1, pp. 303-308.
32. Frederik Petre, Geert Leus, Marc Moonen, Marc Engels, Hugo De Man (2001), “Semi-blind space-time chip equalizer receivers for WCDMA forward link with code-multiplexed pilot”, Proc. IEEE Vehicular Technology Conference, Vol 4, pp. 2245-2248.
33. Frederik Petre, Geert Leus, Luc Deneire, Marc Moonen, Marc Engels, Hugo De Man (2001), “Space-time chip equalizer receivers for WCDMA forward link with time-multiplexed pilot”, Proc. IEEE Vehicular Technology Conference, Vol 2, pp. 1058-1062.
34. Juergen F.Roessler, Wolfgang H.Gerstacker Lutz H.J.Lampe, Johannes B. Huber (2002), “Decision-feedback equalization for CDMA downlink”, Proc. IEEE Vehicular Technology Conference, Vol 2, pp.816-820.
35. Agus Santoso (2003), “Chip Level Decision Feedback Equalizer for CDMA Downlink Channel ”, Master thesis, The University of Adelaide Australia, pp.
36. D.T.M.Slock, I.Ghauri (2000), “Blind maximum SINR receiver for the DS-CDMA downlink”, Proc.IEEE Internat.Conf.on Acoustics, Speech, and Signal Processing, Vol 5, pp.2485-2488
37. H.Trigui, C.Fischer, D.T.M.Slock (2001), “Semi-blind downlink inter-cell interference cancellation for FDD DS-CDMA systems”, Proc. Asilomar Conf on Signals, System and Computers, Vol 2, pp.1431-1435
38. Yi-Pin Eric Wang, Gregory E.Bottomley (2000), “Generalized RAKE reception for cancelling interference from multiple base stations”, Proc. IEEE Vehicular Technology Conference, pp. 2333-2339.
39. S.Werner and J.Lilleberg (1999), “Downlink channel decorrelation in CDMA systems with long codes”, Proc. IEEE Vehicular Technology Conference, pp. 1614-1617
40. Jingnong Yang, Ye (Geoffrey) Li (2002), “A decision-feedback equalizer with tentative chip feedback for the downlink of wideband CDMA”, Proc.IEEE Intern.Conf.on Communication, Vol.1, pp.119-123
41. M.D.Zoltowski, Thomas P.Krauss (1999), “Two-channel zero forcing equalization on CDMA forward link: Trade-offs between multi-user access interference and diversity gains”, Proc. Asilomar Conf on Signals, System and Computers, Vol 2, pp.1541-1545
42. M.D.Zoltowski, William J.Hillery, Thomas P.Krauss (2000), “Comparative performance of three MMSE equalizers for the CDMA forward link with sparse multipath channels”, Proc. Asilomar Conf on Signals, System and Computers, Vol 1, pp.781-785.
Phụ lục
1. Các thuật toán thích nghi
Nghiệm tối ưu cho các hệ số của bộ sửa sóng ở phương trình (3.15) và (3.16) có thể được thực hiện bằng cách giải các ma trận nghịch đảo. Nghiệm của bài toán này cũng có thể được giải bằng cách sử dụng thuật toán tính biến thiên (gradient) trung bình bình phương lỗi. Mặc dù cả hai phương pháp đều có thể suy ra trực tiếp nhưng chúng yêu cầu phải biết trước các đặc tính của kênh. Thêm vào đó các lời giải tối ưu này chỉ có thể tìm được khi kênh là bất biến theo thời gian. Trong hầu hết các hệ thống viễn thông có sử dụng bộ sửa sóng, chúng ta không thể đoán được chính xác kênh vì các đặc tính của kênh là không biết trước và trong nhiều trường hợp, đáp ứng kênh là thay đổi theo thời gian. Do đó, việc ước tính kênh là rất khó chẳng hạn như trường hợp kênh fading biến đổi nhanh. Thuật toán thích nghi được sử dụng để giải quyết những khó khăn này. Bộ sửa sóng thường xuyên cập nhật và bổ sung các hệ số của nó bằng sử dụng các thuật toán thích nghi nhằm bù lại (compensate) cho sự thay đổi theo thời gian của đáp ứng kênh. Việc lựa chọn thuật toán thích nghi có thể ảnh hưởng lớn đến chất lượng của hệ thống. Sự có sẵn của tín hiệu pilot trong hệ thống không dây thế hệ thứ ba cho phép cập nhật liên tục các hệ số của bộ sửa sóng để có thể theo kịp sự thay đổi của kênh fading biến đổi nhanh. Mặt khác vì bộ sửa sóng được thực hiện tại thiết bị di động nên các thuật toán thích nghi được sử dụng yêu cầu phải có độ phức tạp tính toán thấp và tốc độ hội tụ nhanh. Thuật toán trung bình bình phương tối thiểu (LMS), thuật toán trung bình bình phương tối thiểu chuẩn hoá (NLMS), và thuật toán bình phương tối thiểu recursive là các thuật toán phù hợp cho ứng dụng này.
1.a) Thuật toán thích nghi trung bình bình phương tối thiểu
Bộ lọc thích nghi trung bình bình phương tối thiểu hay thuật toán gradient ngẫu nhiên có thể theo kịp sự thay đổi của kênh và có thể sửa đổi bổ sung các hệ số của bộ sửa sóng. Việc truyền tín hiệu pilot là cần thiết để điều chỉnh các hệ số của bộ sửa sóng.
Thuật toán gradient ngẫu nhiên có dạng :
(1)
với m là bước nhảy hoặc độ lợi thích nghi, Ñu là đạo hàm theo biến w, e[m] là tín hiệu ước lượng lỗi posteriori, là vectơ các hệ số của bộ sửa sóng, và là vectơ cập nhật của .
Nếu được khai triển và lấy đạo hàm theo các hệ số của bộ sửa sóng ta có thể thu được kết quả sau :
(2)
(3)
(4)
với là tín hiệu đầu ra của bộ sửa sóng, d[m] là vectơ tín hiệu vào của bộ sửa sóng, và là tín hiệu mong muốn (tín hiệu pilot).
Thuật toán thích nghi LMS đơn giản và dễ thực hiện. Thuật toán này yêu cầu về độ phức tạp của tính toán thấp và nó được sử dụng như là cơ sở cho một số thuật toán khác. Từ (2)-(4) có thể thấy rằng thuật toán LMS chỉ yêu cầu 2k, với k là số các trọng số sử dụng trong bộ lọc thích nghi, phép nhân phức và 2k+1 phép cộng phức trên một khoảng tính. Nói cách khác độ phức tạp tính toán của thuật toán LMS chỉ là O(k). Tuy nhiên, thuật toán LMS có tốc độ hội tụ khá chậm.
1.b)Thuật toán thích nghi trung bình bình phương tối thiểu chuẩn hóa
Từ công thức thuật toán LMS tiêu chuẩn trong phương trình (4) ta thấy rằng thừa số sửa đổi của mỗi khoảng tính tỉ lệ thuận với số tap của vectơ tín hiệu vào d[m]. Do đó, khi d[m] lớn, thuật toán LMS gặp phải vấn đề khuếch đại nhiễu gradient. Để giải quyết vấn đề này, thuật toán trung bình bình phương tối thiểu chuẩn hoá được sử dụng để bổ sung cho thuật toán LMS. Thêm vào đó, thuật toán NLMS có tốc độ hội tụ nhanh hơn so với thuật toán LMS mà không làm tăng đáng kể độ phức tạp của thuật toán. Thuật ngữ “chuẩn hoá” dùng trong thuật toán NLMS cho biết thừa số sửa đổi trong mỗi khoảng tính được chuẩn hoá theo bình phương khoảng cách Euclide của vectơ tín hiệu đầu vào d[m].
(5)
với a là một hằng số không âm và là hằng số thích nghi. Chú ý rằng hằng số thích nghi dùng trong thuật toán NLMS là vô hướng. Hằng số này phải thoả mãn để hội tụ về trung bình bình phương lỗi .
1.c)Thuật toán thích nghi trung bình tối thiểu recursive
Khi yêu cầu cần có tốc độ hội tụ nhanh hơn có thể sử dụng các thuật toán thích nghi cải tiến hơn chẳng hạn như thuật toán bình phương tối thiểu recursive (RLS). Thuật toán RLS có tốc độ hội tụ nhanh hơn và khả năng điều chỉnh sai ít hơn so với thuật toán LMS và NLMS. Vì lý do đó mà thuật toán này có thể cải thiện tốc độ lỗi bit (BER). Tuy nhiên, sự cải thiện này đạt được với cái giá phải trả là làm tăng độ phức tạp tính toán và yêu cầu cao hơn về mặt lưu trữ. Độ phức tạp tính toán của thuật toán RLS là O(k2) với k là số tap trọng số sử dụng trong bộ lọc thích nghi.
Trong thuật toán RLS, việc tính toán bắt đầu với điều kiện ban đầu biết trước và sử dụng thông tin chứa trong các mẫu dữ liệu mới để cập nhật các ước lượng cũ. Kết quả là chiều dài của dữ liệu quan sát là một đại lượng biến đổi.
Thuật toán RLS được thiết kế nhằm cực tiểu hoá hàm định giá bình phương tối thiểu có trọng số mũ x.
(6)
với e[i] là tín hiệu lỗi ước lượng trước thứ i, m là chiều dài khoảng quan sát, và b(m,i) là thừa số trọng số.
Trọng số thường được sử dụng là thừa số trọng số mũ hay thừa số không nhớ được định nghĩa bởi
, i = 1, 2, …, m (7)
với thừa số không nhớ l là một hằng số không âm bé hơn 1.
Nghịch đảo của 1- l có thể được sử dụng cho việc measuring bộ nhớ của thuật toán. Khi l bằng 1, ta có phương pháp bình phương tối thiểu thông thường, và bộ nhớ của nó là vô hạn. Khi kết hợp với một thừa số không nhớ, thuật toán này bảo đảm rằng dữ liệu vào của thời điểm trong quá khứ được “quên” do đó thuật toán có thể bám theo sự thay đổi của hệ thống và hoạt động trong môi trường thay đổi theo thời gian.
Thuật toán RLS có thể được viết như sau:
(8)
với k[m] là vectơ độ lợi, là vectơ các hệ số của bộ sửa sóng, và P[m] là nghịch đảo của ma trận tương quan.
2. Nghiệm MMSE cho bộ sửa sóng tuyến tính cấp độ chíp
Hàm định giá trị trung bình bình phương lỗi cấp độ chip có dạng:
với D là trễ hệ thống, f là vectơ các hệ số của bộ sửa sóng tuyến tính. Định nghĩa
với ; eD là vectơ có giá trị 1 tại ví trí thứ D và 0 tại tất cả các vị trị khác; P là tổng số người dùng, H là ma trận nhân chập có chiều là Nf ´ (Nf + Lc -1)
Các hệ số của bộ sửa sóng tuyến tính làm tối thiểu hoá giá trị MSE là:
Giá trị MMSE cấp độ chip tương ứng sẽ là:
Có thể thấy rằng, các hệ số của bộ sửa sóng tuyến tính và giá trị MMSE đều phụ thuộc vào số người dùng P.
Bạn đang đọc truyện trên: Truyen2U.Pro